而在當前的技術發(fā)展背景下，隨著云技術的快速普及，以及物聯(lián)網、人工智能和高性能邊緣計算等新興技術趨勢的不斷涌現，企業(yè)對系統(tǒng)的要求變得更為嚴苛，需要更快速、靈活的企業(yè)系統(tǒng)來高效管理工作負載。數據中心為了實現更高的數據吞吐量，采用了耗電量大的高速處理器，這使得每臺依靠典型 12V 電源軌的服務器的電流電平提高至 250A 以上，同時還需要 20 至 30mF 的負載電容，以滿足系統(tǒng)的瞬態(tài)負載分布要求。
在這樣的高電流系統(tǒng)中，每臺服務器前端的熱插拔電路起著至關重要的作用。熱插拔電路通常結合使用熱插拔控制器和金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET），能夠針對過載、輸出短路等系統(tǒng)故障提供浪涌電流限制和保護。在系統(tǒng)出現故障時，熱插拔控制器可將 MOSFET 保持在飽和區(qū)域，從而把故障電流限制在安全水平。然而，在設計可靠的熱插拔電路時，由于系統(tǒng)電流不斷上升且輸出電容較大，而 MOSFET 處理功率應力的能力有限，這給設計帶來了巨大的挑戰(zhàn)。

傳統(tǒng)熱插拔電路及其局限性

傳統(tǒng)的簡化熱插拔電路主要由熱插拔控制器、外部電流檢測電阻器和功率 MOSFET 組成。當系統(tǒng)發(fā)生故障時，熱插拔控制器會促使 MOSFET 在飽和區(qū)域工作，以此限制故障電流，但這會使 MOSFET 承受較大的漏源壓降和很高的功率應力。
熱插拔控制器通過可編程故障計時器（TTIMER）實現功率限制方案（PLIM），以此提供 FET 安全工作區(qū)域（SOA）保護。選擇合適的 PLIM 和 TTIMER 值非常關鍵，這能確保所選的 MOSFET 在發(fā)生應力事件的最大工作溫度下，仍能在其 SOA 限制內工作。若所選的 FET 在設計中不可行，就必須選擇具有更高 SOA 的 FET，這使得熱插拔電路設計變得高度迭代且復雜。
電子保險絲雖然具有集成的過熱保護電路，可監(jiān)測內部 FET 溫度，并在 FET 承受較長時間應力時將其關斷，以確保 FET 在 SOA 限制內工作。但目前電子保險絲器件只能在低電流下工作，所以要實現高電流電路保護，只能采用基于 FET 的外部熱插拔解決方案。

設計大功率熱插拔解決方案的挑戰(zhàn)

為確保 FET 始終處于其 SOA 范圍內，熱插拔控制器會實施功率限制方案。當 FET 的功率損耗達到 PLIM 時，會觸發(fā)故障計時器；若功率損耗未降至 PLIM 以下，將在 TTIMER 之后關斷 FET。
熱插拔控制器的功率限制控制環(huán)路（如圖 1 所示）包含電流檢測放大器和電壓檢測電路。電流檢測放大器用于監(jiān)測檢測電阻的電壓（VSNS）以獲取電流信息，電壓檢測電路則用于測量 FET 的電壓。將兩者的輸出相乘，可得到 FET 中的功率損耗。把該損耗值與和 PLIM 成比例的電壓進行比較后，可調節(jié)柵極電壓，確保 MOSFET 中的功率損耗始終低于 PLIM。

圖 1：熱插拔控制器中的功率限制環(huán)路
然而，較低的功率限制設置雖能降低 FET 上的應力，但會減少熱插拔控制器需要限制的電流量，導致電流檢測放大器可以檢測的 VSNS 降低。VSNS 較低會產生較大誤差，因為理論上，電流檢測放大器的失調電壓會限制最小可能功率限制的設置。方程式 1 為大多數熱插拔控制器提供了建議最低檢測電壓（VSNS - MIN）：

方程式 1
在高電流應用中，需要較高的電流限制閾值，因此必須設置更高的 PLIM，才能滿足 VSNS - MIN 標準。PLIM 升高后，需要更高的 MOSFET SOA，這使得很難找到合適的 MOSFET 來實現大功率設計。例如，一個 12V、250A 的設計要求 FET 能夠在 100°C 處理 560W 的功率應力，持續(xù)時間為 1ms，而現有的商用 FET 無法達到這一要求。

驅動大容性負載的挑戰(zhàn)

對于具有較大輸出電容的設計，輸出（dv/dt）控制電路可在啟動期間處理 FET 功率應力。放置在柵極 - GND 之間的電容器 Cdv/dt 可限制柵極和輸出電壓的壓擺率，從而限制浪涌電流。
圖 2 展示了帶有輸出 dv/dt 控制的典型啟動波形。為確保 MOSFET 保持在其 SOA 范圍內，必須設置足夠低的壓擺率和適當的 Cdv/dt 值。當 MOSFET 中的功率損耗降低且分布在較長時間段內時，它們能夠處理更多能量。因此，隨著輸出電容的增加，需要更高的 Cdv/dt 來降低 FET 在啟動期間的浪涌電流和功率損耗。例如，要使特定 FET 在 SOA 范圍內運行，10mF 的輸出電容可能需要 47nF 的 Cdv/dt，而 30mF 的輸出電容則需要 330nF 的 Cdv/dt。

圖 2：帶有輸出 dv/dt 控制的啟動
在啟動至短路期間，熱插拔控制器要求路徑中流過一定量的電流（方程式 2 中的 IDS - INS），才能檢測并觸發(fā)功率限制故障。

方程式 2
較大的 Cdv/dt 會減慢柵極電壓斜升速率，導致延遲達到建立 IDS - INS 所需的柵極電壓，從而增加故障檢測時間，并使 MOSFET 承受很大的 SOA 應力。尤其是當短路阻抗（Rshort）升高時，這種影響更為明顯，該阻抗由方程式 3 定義，如圖 3 所示：

方程式 3

圖 3：高阻抗短路下的柵極電路
考慮一個包含兩種不同阻抗的輸出短路情況：5mΩ 和 50mΩ。如果在啟動期間發(fā)生 5mΩ 短路，隨著柵極電壓逐漸升高，短路電流會快速上升，短短 6ms 便會達到功率限制閾值（300W），達到閾值后將觸發(fā) TTIMER 并關斷 FET。而 50mΩ 短路阻抗會減慢短路電流的上升速度，熱插拔控制器需要大約 50ms 來檢測 300W 的功率限制閾值，該瓦數對應 15J 能量，如此巨大的能量可能會損壞 FET，如圖 5 所示。

圖 4：5mΩ 阻抗短路時 FET 上的功率應力

圖 5：50mΩ 阻抗短路時 FET 上的功率應力

混合熱插拔解決方案

為解決上述問題，混合熱插拔解決方案應運而生。該方案包含一個與傳統(tǒng)熱插拔電路并聯(lián)的電子保險絲，如圖 6 所示。在這個電路中，電子保險絲利用其集成的過熱保護功能來應對高應力事件。
電子保險絲的 PGOOD 信號連接到熱插拔控制器的使能引腳，熱插拔控制器的 PGOOD 信號則連接到下游負載的使能引腳。這些連接確保了以下幾點：

• 熱插拔 FET 僅在電子保險絲將大型輸出電容器充電到接近輸入電壓后導通。此時 FET 啟動時兩端電壓幾乎為零，從而在啟動期間消除功率應力。
• 下游負載僅在熱插拔 FET 得到完全增強后啟用，這樣 FET 能提供低阻抗路徑（與電子保險絲相比）并共享大部分負載電流。
• 電子保險絲在所有故障情況下均承受功率應力，而熱插拔 FET 在任何情況下均不受應力影響。

圖 7 說明了啟動期間和不同故障情況下的電路功能。狀態(tài) 1 至 5 描述了啟動期間的事件順序，狀態(tài) 6 至 9 則是不同故障情況的中間狀態(tài)。

圖 7：混合熱插拔解決方案流程圖
混合熱插拔方案的主要優(yōu)勢在于，熱插拔 FET 的 SOA 不再是關鍵因素。開發(fā)者可以選擇超低漏源導通電阻（RDS (ON)）的 FET，這類 FET 通常價格更低，并且能大幅減少 FET 的數量。

重要的設計注意事項

在設計混合熱插拔電路時，有幾個關鍵要點需要注意。首先是熱插拔路徑中并聯(lián) FET 的數量。建議讓 FET 在穩(wěn)定狀態(tài)下運行，使結溫低于 100°C?？梢酝ㄟ^方程式 4 計算給定負載電流下所需的并聯(lián) FET 數量：

方程式 4
其次是電子保險絲的選擇。TPS1663 電子保險絲具有集成的熱調節(jié)環(huán)路，可在大容性負載下實現零噪聲啟動。在穩(wěn)定狀態(tài)下，熱插拔路徑提供比電子保險絲路徑更低的阻抗，因此能共享大部分負載電流。熱插拔控制器決定過流保護閾值，應將此閾值設置為剛好超過最大負載電流。對于電子保險絲，將電流限制設置為其最大值（TPS1663 為 6A），以便在系統(tǒng)啟動期間實現最快的輸出電容器充電速度。
另外，TTIMER 對 FET SOA 來說不再關鍵，因為在混合熱插拔架構中，熱插拔 FET 不受任何應力影響?？梢詢H根據負載瞬態(tài)要求選擇故障計時器持續(xù)時間設置。
在大功率設計中，由于使用多個并聯(lián) FET，而熱插拔控制器的柵極驅動強度有限，這會增加 FET 的開通延遲時間。因此，建議在開啟下游負載時添加額外的延遲（5ms 范圍內），以便為熱插拔控制器提供足夠的時間來完全增強 FET。
圖 8 展示了一個使用 LM25066 熱插拔控制器和 TPS1663 電子保險絲的示例混合熱插拔電路，該電路具有 12V 輸入、250A 負載電流和 30mF 輸出電容。

圖 8：混合熱插拔電路

測試結果

面向應力事件的混合熱插拔解決方案使用 LM25066 評估板和用于 TPS26633 和 TPS16630 的評估模塊，具有 30mF 輸出電容器和 10A 熱插拔電流限制，并且已經過驗證。
圖 9 顯示了該電路的啟動和穩(wěn)定狀態(tài)行為。在啟動期間，為輸出電容器充電所需的整個電流會流經電子保險絲，此時熱插拔路徑尚未啟用。啟動階段過后，幾乎整個負載電流都會流經熱插拔路徑，因為它是低阻抗路徑。

圖 9：在 30mF 電容下啟動
圖 10 顯示了輸出端短路的電路的啟動行為。電子保險絲在啟動時進入熱調節(jié)模式，并在熱調節(jié)超時后關閉；每隔 650ms 持續(xù)不斷地定期重試，直到輸出故障消除。由于熱插拔 FET 保持關閉，因此 FET 上沒有應力。

圖 10：啟動至短路
發(fā)生過載故障時，熱插拔電路在關斷 FET 前會產生過載電流，并持續(xù)計時器時間。圖 11 顯示了熱插拔 FET 關斷后，整個負載電流傳輸至電子保險絲路徑，從而觸發(fā)電流限制并最終觸發(fā)熱關斷。

圖 11：過載故障期間的電路響應
圖 12 顯示了在穩(wěn)定狀態(tài)下發(fā)生輸出短路故障時的電路行為。熱插拔和電子保險絲都立即關閉，以保護輸入電源免受損壞。電子保險絲會持續(xù)不斷地定期重試，熱插拔 FET 則保持關斷，直到電子保險絲成功啟動。

圖 12：輸出短路期間的電路響應