在此比較中，三個最重要的參數(shù)是較高的帶隙，臨界場和電子遷移率。以每厘米為單位的電壓測量的臨界場決定了雪崩故障的閾值。因此，設備分解的電壓與漂移區(qū)域的寬度成正比。在GAN的情況下，對于相同的擊穿電壓，漂移區(qū)域可能比硅小10倍。當將這些參數(shù)全部合并時，如果晶體的臨界場高10倍，則可以將電端子靠近10倍。這導致了GAN和Silicon之間的明顯分化因子：中型氮化殼設備可以建立在平面技術的基礎上，而這對硅設備的成本較高。為了具有競爭力，硅設備是在垂直技術上制造的，通常在頂部的柵極和源，并在底部排水，從而使實際上不可能在同一芯片中使用兩個動力設備。 EPC的Gan-On-Si平面技術沒有必須垂直構(gòu)建的限制，也沒有圖1所示的集成電路的示意圖橫截面。

　　圖1。EPC 氮化碳技術使電源設備與柵極驅(qū)動器邏輯的集成。圖片使用了 Bodo的電力系統(tǒng)從離散的側(cè)向EGAN FET設備開始，EPC迅速轉(zhuǎn)移到更高的集成水平。 2014年，EPC推出了一個由一個芯片上的多個FET組成的集成設備的家族，這成為通往Power Systemon-A-Chip之旅的起點。隨著EPC2107和EPC2108的引入，這種趨勢擴大了，將半橋與集成的同步引導晶體管進行了整??合。
　　在2018年，EPC繼續(xù)沿其集成路徑，并在單個芯片中引入了GAN IC，將門驅(qū)動器與高頻GAN FET相結(jié)合，以提高效率，尺寸降低和降低成本。在2019年，epower階段IC系列產(chǎn)品通過將所有必要的電源系統(tǒng)啟動在較高電壓和較高頻率水平的單個Gan-on-Si集成電路中重新定義了功率轉(zhuǎn)換，超出了硅的范圍。最近，在2021年，將EPC23101與EPC2302 Power Stape芯片組結(jié)合使用。
　　GAN集成電路整體功率階段 - EPC2152
　　第一個Epower階段設備于2019年推出。EPC2152是單層整合的單芯片驅(qū)動器加Gan Fet Half Half Bridge Power級IC。輸入邏輯接口，級別移動，引導帶充電和柵極驅(qū)動緩沖電路以及配置為半橋的GAN輸出FET都集成在整體芯片中。這種整合產(chǎn)生了芯片尺度的LGA形式，僅測量3.85 mm x 2.59 mm x 0.63 mm。半橋拓撲中的兩個GAN輸出FET設計為具有相同的8.5MΩ典型R DS（ON）?！　AN FET與芯片柵極驅(qū)動緩沖液的整合實際上消除了常見源電感和柵極驅(qū)動環(huán)電感的影響。通過促進內(nèi)部垂直布局技術的LGA引腳將功率環(huán)電感最小化。 EPC2152的框圖如圖2所示，參考設計EPC9146 BLDC逆變器功能框圖在圖3中給出。

　　圖2。EPC2152GAN 集成電路框圖。圖片使用了 Bodo的電力系統(tǒng) 

     圖3。EPC9146BLDC 逆變器功能框圖。圖片使用了 Bodo的電力系統(tǒng)EPC9146帶有EPC2152的運動驅(qū)動參考設計

　　為了證明EPC2152在電動機逆變器中集成電路的功能，EPC發(fā)布了EPC9146參考設計。它是一個三相無刷的（BLDC）電動機驅(qū)動板，包含三個EPC2152單片階段階段，15 a Pk（10.5 a rms）最大輸出電流。除了整體電源階段外，板還包含所有必要的關鍵功能，以支持完整的電動機驅(qū)動逆變器，包括用于管家供應，電壓和溫度傳感，相位電流傳感和保護功能的受管制輔助電源。 EPC9146的各種功能塊如圖3所示。此參考設計可用于所有應用，其中電機相電流為10 a RMS連續(xù)連續(xù)使用15 a RMS，在有限的時間內(nèi)高電流操作。
　　GAN IC Power Stage芯片組 - EPC23101與EPC2302結(jié)合沿著進一步整合和增加功率密度的路徑，在2021年，EPC引入了一個結(jié)合了EPC23101的芯片組，一個高側(cè)GAN與單一集成的半橋柵極驅(qū)動器和EPC2302 GAN FET，如圖4所示。
　　EPC23101是一個100 V級的單片組件，它集成了輸入邏輯接口，級別轉(zhuǎn)換，自舉式充電和GATE驅(qū)動緩沖液電路，以及高度的2.6MΩ典型R ds（ON） GAN輸出FET。 EPC2302是100 V伴隨的Lowside，1.4MΩ典型的R DS（ON） GAN FET。通過選擇調(diào)諧電阻R Boot和R DRV，可以將過電壓尖峰控制在軌道上方的+10 V小于+10 V，在硬開關過渡期間地面–10 V?！　PC23101 IC僅需要外部5 V（V DRV）電源。內(nèi)部低端和高端電源V DD和V引導是通過串聯(lián)開關和同步引導開關生成的?？梢酝ㄟ^將EN PIN連接到V DRV來禁用內(nèi)部電路以減少靜止的功耗。 FET門驅(qū)動電壓源自內(nèi)部低側(cè)和高側(cè)電源。全門驅(qū)動電壓僅在HS IN和PWM輸入中的LS之后可用于幾個周期。與EPC2152相比，EPC23101與EPC2302結(jié)合使用，使設計人員可以制造出更高的當前逆變器。

　　圖4。EPC23101 與EPC2302 GAN IC芯片組框圖結(jié)合使用。圖片使用了 Bodo的電力系統(tǒng)EPC9173帶有EPC23101的運動驅(qū)動參考設計
　　為了證明EPC23101 IC在電動機逆變器中的功能，EPC發(fā)布了EPC9173參考設計。在該板上，三相逆變器的每半橋均包含兩個EPC23101 IC，其PWM信號交叉連接，允許插入源分流器讀取電流，并在圖5中顯示了一部分示意圖。　　通過為低側(cè)開關使用相同的IC，可以具有平衡的半橋逆變器，并且兩個開關相對于電源地面都可以漂浮。這使得源流的插入更加容易，避免在輸入PWM信號節(jié)點上彈跳。 EPC9173板包括一個過電流的檢測電路，該電路可以用作過度電流或電流函數(shù)，具體取決于所需的算法和調(diào)制。

　　圖5。EPC9173BLDC 逆變器功能框圖。圖片使用了 Bodo的電力系統(tǒng)申請
　　PWM頻率增加和減少時間減少
　　GAN集成電路和FET在運動驅(qū)動應用中帶來了幾個優(yōu)勢。最簡單的優(yōu)勢是減小逆變器的大小，這是由于gan fet和ICS的固有較小尺寸與等效的MOSFET所致。但是，為了充分利用新技術，最好以較高的PWM頻率操作電動機并因此減少死時間[2]?！　〕Ｒ?guī)的硅MOSFET逆變器受高開關損耗和換向行為的限制，通常不會在40 kHz PWM頻率以上操作，而死時間低于200 ns。基于GAN的逆變器在這種意義上不受限制，并且由于電流波的降低而導致歐姆的耗散較低（圖6，[4]），而導致電動機振動的扭矩諧波較少[2]，因此可以提高電動機的效率[2]。

　　圖6。 具有50％占空比平方波電壓激發(fā)的電動機中測量和估計的PWM誘導的損耗之間的比較[4]。圖片使用了 Bodo的電力系統(tǒng)此外，增加開關頻率有助于減少輸入過濾器并消除對電容器的需求。表2顯示了兩個逆變器，一個在20 kHz，500 ns死亡時間運行，500 ns死時間，另一個基于gan，以100 kHz的速度運行，14 ns死時間。在相同條件下，兩個逆變器都在相同的設置中運行，并且電動機更有效，因為在GAN逆變器的情況下除去了許多能量浪費諧波。
　　電動機中L/R時間常數(shù)較低的應用
　　所有需要高電氣頻率和快速動力學的應用，例如無人機螺旋槳和電動自行車內(nèi)電動機，都使用非常低的電感（單位數(shù)ωH范圍）電動機。隨著通過更好的材料和更高強度的永久磁體實現(xiàn)的更高效的磁路設計的出現(xiàn)，電磁相的轉(zhuǎn)彎數(shù)可以減少并仍然產(chǎn)生相同的后EMF。
　

設置	逆變器20kHz，500 ns死時間400 rpm，5 a rms	gan逆變器100 kHz，14 ns死時間400 rpm，5 a rms
輸入電感	2.7 μH	沒有任何
輸入電容器	660 μF電解	44 μf陶瓷
別針	121.3 w	113.3 w
噘	119.6 w	113.3 w
n逆變器	98.50％	98.20％
速度	42.25 rad/s	41.94 rad/s
扭矩	1.876 nm	1.940 nm
PMECH	79.3 w	81.36 w
N電動機	66.30％	73.10％
n總效率	65.30％	71.80％

　　表2。 在20 kHz，500 ns逆變器和100 kHz，14 ns gan逆變器與輸入過濾器減少的比較之間[2]。
　　永久磁鐵無刷電動機會產(chǎn)生反emf電壓，E，與速度成正比，ω（e = k e ·ω），并且給定電動機可以運行的最大速度與直流總線電壓和電壓常數(shù)直接相關。為了提高速度，有必要通過減少相線圈的計數(shù)來降低k e，從而降低差異平方的電感。將電流紋波限制在相電流的少于10％是一種??良好的設計實踐，只能通過增加PWM頻率來實現(xiàn)。
　　當前隨時間的上升與電壓與電感的比率有關，并且隨著電感的降低，電流會升高，PWM誘導的電流波動也更快。當前的上升時間減少和較大的波紋會增加產(chǎn)生的熱量，并產(chǎn)生其他EMI噪聲，這是不可取的。通常，這些電動機具有較小的時間穩(wěn)定性，\（\ tau = \ frac {l} {r} \）可以從100 kHz PWM頻率中受益。
　　輸入電流和電壓波紋
　　根據(jù)等式，逆變器中的輸入電壓波紋?V與輸出相位電流成正比，與PWM頻率和輸入電容成反比。 （1）\（\ delta v_ {in} \ infty \ frac {1} {f \，p \，w \，m \，} \ frac {1_ {stape}}} {c_ {c_ {in}}} \）所需的波紋取決于電纜從直流源到逆變器產(chǎn)生的排放給出的EMI約束。如果PWM頻率在20 kHz的范圍內(nèi)，則只能通過使用比陶瓷電容器笨重且可靠的電容器來實際獲得所需的輸入電容CIN。
　　此外，電解電容器受到可以流過它們的RMS電流的限制，因此需要更多的電容器并聯(lián)，并導致總輸入電容高于設計的總數(shù)超過一個數(shù)量級。當頻率增加到100 kHz時，設計人員可以使用諸如X7R之類的陶瓷電容器，并牢記設計規(guī)則，當應用電壓是額定電壓的一半時，有效電容降至指定值的一半。
　　EPC9173參考設計為電解電容器和陶瓷電容器提供了機會，為設計師提供了選擇其首選的開關頻率并以首選添加或卸下電容器的機會。
　　帶有梯形調(diào)制的電動工具
　　許多電動工具應用程序仍在使用梯形調(diào)制方案和相關的逆變器原理圖。通常，這些應用是基于三個霍爾傳感器，以分辨率為60的電度，以檢測轉(zhuǎn)子位置，并且它們具有單個分流器來測量DC總線返回中的電流。六步操作對于BLDC驅(qū)動器具有許多優(yōu)勢，例如最大功率利用率和擴大的通量凈化區(qū)域。
　　但是，由于逆變器輸出的最大利用率，電流調(diào)節(jié)器的飽和使得很難保持瞬時電流控制能力。在大多數(shù)常規(guī)系統(tǒng)中，它是通過逐個周期電流限制的電壓角控制實現(xiàn)的，動態(tài)性能不令人滿意。如果在PWM循環(huán)中達到當前限制，則關閉通電設備（取決于當前方向），直到下一個PWM循環(huán)。
　　BLDC電動機的原理是為相對配對提供電力，這可以產(chǎn)生最高的扭矩。為了優(yōu)化這種效果，后EMF的形狀設計為梯形，但實際上，它是正弦的，具有較高的諧波。 DC電流與梯形背面EMF的組合在理論上可以產(chǎn)生恒定的扭矩。實際上，電流不能在運動階段立即建立。結(jié)果，每個60度相位的扭矩波紋存在。
　　隨著電流限制周期方案和低電感電動機的限制，PWM頻率越低，電流波紋越高。這反過來會產(chǎn)生熱量和不必要的功率耗散。使用具有相同梯形方案的GAN逆變器，可以增加PWM頻率，然后降低當前的漣漪，獲得更高的效率，更少的熱量和更少的振動。
　　GAN電機驅(qū)動參考設計EPC9173和EPC9167配備了當前的比較器電路，該比較器電路可以由微控制器用作循環(huán)循環(huán)電流限制的信號，以遵循梯形調(diào)制。使用此系統(tǒng)，電動工具設計人員可以測試參考設計，以評估其應用中的GAN優(yōu)勢。