系統(tǒng)和設(shè)計工程師通常使用噪聲系數(shù)來確保最佳信號性能。然而，在信號鏈中使用混頻器給簡單的噪聲系數(shù)分析帶來了挑戰(zhàn)。本教程首先檢查噪聲系數(shù)的基本定義，然后繼續(xù)對涉及混頻器的級聯(lián)模塊進行基于方程的分析，然后介紹用于測量噪聲系數(shù)的典型實驗室技術(shù)。在探索使用 Y 因子方法進行混頻器噪聲系數(shù)測量之前，本教程還介紹了噪聲溫度和 Y 因子噪聲測量的概念。討論了雙邊帶 (DSB) 和單邊帶 (SSB) 噪聲系數(shù)測量的示例。
    簡介
    本教程討論現(xiàn)代無線電接收器中的噪聲系數(shù)。它討論了接收器系統(tǒng)中影響噪聲系數(shù)的最常見因素以及有助于實現(xiàn)所需測量的數(shù)學(xué)方法。探討了無線電接收器的不同部分，并重點關(guān)注每個部分的 NF 分析。
    噪聲系數(shù)的一般概念已被系統(tǒng)和電路設(shè)計人員很好地理解并廣泛使用。特別是，它用于傳達產(chǎn)品定義者和電路設(shè)計者的噪聲性能要求，并預(yù)測接收器系統(tǒng)的整體靈敏度。
    當混頻器是信號鏈的一部分時，噪聲系數(shù)分析的主要困難就會出現(xiàn)。所有實際混頻器都會圍繞本地振蕩器 (LO) 頻率折疊 RF 頻譜，根據(jù) fOUT = |fRF – fLO| 創(chuàng)建包含兩側(cè)頻譜總和的輸出。在外差架構(gòu)中，這些貢獻之一通常被認為是虛假的，而另一個則被認為是有意的。因此，圖像拒絕過濾或圖像消除方案可能被用來很大程度上消除這些響應(yīng)之一。在直接轉(zhuǎn)換接收器中，情況有所不同；兩個邊帶（高于和低于 fRF = fLO）均被轉(zhuǎn)換并用于所需信號。因此，這確實是混頻器的雙邊帶 (DSB) 應(yīng)用。
    工業(yè)界常用的各種定義在不同程度上解釋了噪聲折疊。例如，傳統(tǒng)的單邊帶噪聲系數(shù) FSSB 假設(shè)來自兩個邊帶的噪聲都可以折疊到輸出信號中。然而，只有一個邊帶可用于傳送所需信號。假設(shè)兩個響應(yīng)的轉(zhuǎn)換增益相等，這自然會導(dǎo)致噪聲系數(shù)增加 3dB。相反，DSB 噪聲系數(shù)假設(shè)混頻器的兩個響應(yīng)都包含部分有用信號，因此噪聲折疊（以及相應(yīng)的信號折疊）不會影響噪聲系數(shù)。DSB 噪聲系數(shù)可應(yīng)用于直接轉(zhuǎn)換接收器以及射電天文接收器。然而，更深入的分析表明，設(shè)計人員僅僅為給定應(yīng)用選擇正確的噪聲系數(shù)“風格”，然后代入標準 Friis 方程中的相應(yīng)數(shù)字是不夠的。這樣做可能會導(dǎo)致分析出現(xiàn)嚴重錯誤，當混頻器或混頻器后面的組件在確定系統(tǒng)噪聲系數(shù)方面發(fā)揮著不可忽視的作用時，這種情況可能尤其嚴重。
    混頻器噪聲的概念模型
    可視化混頻器噪聲貢獻的一種方法是考慮混頻器的概念模型（圖 1）。該模型基于 Agilent Genesys 仿真程序提供的模型。

  

      混頻器噪聲貢獻。

    在此模型中，輸入信號被分成兩個獨立的信號路徑，一個代表高于 LO 的 RF 頻率，另一個代表低于 LO 的頻率。每條路徑都經(jīng)過混頻器中獨立的加性噪聲??處理，并且應(yīng)用獨立量的轉(zhuǎn)換增益。最后，這兩個路徑被轉(zhuǎn)換為 IF 頻率，并與混頻器輸出級中可能出現(xiàn)的進一步噪聲貢獻相加地組合。有用頻段和鏡像頻段的單位帶寬自噪聲功率可能不同；相應(yīng)的轉(zhuǎn)換增益也可能不同。
    為了方便起見，我們可以將所有噪聲源引用到輸出，并將它們收集在全局噪聲項 NA 中，表示混頻器輸出端口可用的每單位帶寬的總附加噪聲功率。
    NA = NSGS + NIGI + NIF
    請注意，NA 根本不依賴于混頻器輸入端口是否存在信號。
    總結(jié)了混頻器的內(nèi)部噪聲源后，我們現(xiàn)在轉(zhuǎn)向源終端產(chǎn)生的噪聲（圖 2）。我們確定了兩個離散噪聲源，分別表示由于所需頻率和圖像頻率處的源終端而產(chǎn)生的輸入噪聲密度。我們必須將這些作為獨立的量來考慮，因為應(yīng)用電路可能會導(dǎo)致其中一個衰減，而另一個以低損耗傳輸?shù)交祛l器的射頻輸入端口。如果圖像和所需的 RF 頻率很好地分離并且采用了頻率選擇性匹配，情況很可能就是這樣。

   

      源噪聲和混頻器噪聲貢獻。

    在寬帶匹配的情況下，我們可以寫成 NOUT = NA + kT0GS + kT0GI。然而，在與所需 RF 頻率下的混頻器進行高 Q 值、頻率選擇性匹配的情況下，由于鏡像頻率處的源終端而產(chǎn)生的輸出噪聲可能可以忽略不計，從而導(dǎo)致 NOUT = NA + kT0GS。一般來說，我們可以為混頻器輸入端口在鏡像頻率下可用的輸入源終端噪聲功率的有效分數(shù)分配一個系數(shù)α。因此，NOUT = NA + kT0GS + αkT0GI，其中 α 是 0 ≤ α ≤ 1 范圍內(nèi)的特定于應(yīng)用的系數(shù)。稍后我們將看到應(yīng)用中的有效噪聲系數(shù)取決于 α 的值。
    外差接收器
    我們可以通過圖 3 中的示例了解如何在更大的級聯(lián)分析中應(yīng)用有效噪聲系數(shù)。為了計算整個鏈的級聯(lián)噪聲系數(shù)，我們需要將混頻器及其相關(guān)的 LO 和鏡像抑制濾波封裝為具有特定增益和噪聲系數(shù)的等效雙端口網(wǎng)絡(luò)。該二端口網(wǎng)絡(luò)的有效噪聲系數(shù)為 FSSBe = 2(FDSB – 1) + 1，因為圖像頻率處的終端噪聲被前面的濾波器很好地抑制了。

     

    相鄰系統(tǒng)塊背景下的外差混頻器。

    請注意，適用的噪聲系數(shù)既不是混頻器的 DSB 噪聲系數(shù)，也不是混頻器的 SSB 噪聲系數(shù)。相反，它是介于這兩個值之間的有效噪聲系數(shù)。在 DSB 噪聲系數(shù)為 3dB 的情況下，可以計算出二端口網(wǎng)絡(luò)的等效噪聲系數(shù)為 4.757dB，如上所述。在整個級聯(lián)計算中使用該值，系統(tǒng)噪聲系數(shù)為 7.281dB，如下表所示。手動計算表明，該結(jié)果與使用 4.757dB 混頻器噪聲系數(shù)的標準 Friis 方程一致。

     

      系統(tǒng)中外差混頻器的模擬級聯(lián)性能

    一般來說，當用等效的二端口網(wǎng)絡(luò)替換混頻器及其相鄰組件時，輸入端口應(yīng)該是信號流中鏡像響應(yīng)被拒絕的最新節(jié)點。輸出端口應(yīng)該是圖像和所需響應(yīng)組合在一起的最早節(jié)點（通常是混頻器的輸出端口）。如果混頻器的鏡像響應(yīng)沒有被架構(gòu)有效地抑制，那么弗里斯方程就不能在不修改的情況下使用。
    結(jié)論
    在本教程中，我們看到，當混頻器是接收器級聯(lián)的一部分時，使用 DSB 或 SSB 版本的混頻器噪聲系數(shù)時，級聯(lián)噪聲系數(shù)的 Friis 方程通常無效。如果使用濾波器來很大程度上消除接收器的鏡像響應(yīng)，則可以使用等效的兩端口網(wǎng)絡(luò)來替代混頻器、濾波器和 LO 子系統(tǒng)。然而，最終的噪聲系數(shù)必須根據(jù) DSB 噪聲系數(shù)進行計算，同時考慮到與混頻器輸入端口耦合的源終端的頻率選擇性。
    我們還發(fā)現(xiàn)，相同的物理結(jié)構(gòu)可能具有不同的有效噪聲系數(shù)，具體取決于信號是分布在 LO 周圍還是完全分布在 LO 的一側(cè)（即，應(yīng)用分別是 DSB 或 SSB）。在 LIF 模式下使用復(fù)合接收器所造成的 3dB 信噪比損失可以（并且通常）通過適當使用鏡像抑制組合、復(fù)合濾波或等效基帶處理來恢復(fù)。
    Y 因子測量評估混頻器的 DSB 噪聲系數(shù)，除非采取特殊措施濾除鏡像頻率處的寬帶噪聲刺激。這是與先前導(dǎo)出的級聯(lián)方程一起使用的適當值。當使用濾波器試圖獲得 SSB 噪聲系數(shù)時，必須考慮所用濾波器的插入損耗。此外，濾波器對源終端圖像噪聲抑制的程度可能會導(dǎo)致偏離 SSB 噪聲系數(shù)的經(jīng)典定義。使用匹配的衰減器可以在很大程度上克服這個問題，前提是所使用的衰減量與噪聲源的 ENR 相比不過分。